董博宇,冯叶青,李国强,贾俊连,张俊文*,付杰尉,迟 楠,朱伏生
(1.复旦大学 电磁波信息科学教育部重点实验室,上海 200433;2.广东省新一代通信与网络创新研究院,广东 广州 510663)
下一代移动通信的宏大发展愿景,离不开通信载体特别是物理层的深刻变革。针对6G超宽带、超低延时和极致覆盖的需求,新频谱资源特别是太赫兹(0.1～1.0 THz),成为了最受关注的6G核心技术之一,引起了全球业界和学术研究机构的高度关注。
太赫兹波段介于光和微波之间,拥有超大带宽的频谱资源,非常适用于6G中超高速无线通信应用场景[1-2]。现有商用移动通信中微波和低频的毫米波频段支持的峰值速率极限仅停留在10 Gbit/s左右,无法满足未来的Tbit/s量级的高速连接、全域覆盖等网络能力需求。而与自由空间光(Free Space Optical,FSO)通信相比,太赫兹通信在抗大气湍流干扰和波束对准方面更具技术优势[3]。此外,在深空通信中,太赫兹波可以在外太空几乎无损地传播,并可以极低的功率实现超长距离传输。太赫兹波段以丰富的频谱资源和独有特性,获得了国际电信联盟(International Telecommunication Union,ITU)的大力支持,成为极具潜力的6G关键候选频谱技术。
在本研究中,成功搭建了中心频率为195 GHz的固态电子太赫兹无线通信链路。为了提高链路的频谱效率,本文中采用了比特-功率加载的离散多音(Bit and Power Loading-Discrete Multitone,BPL-DM)调制技术。此外,本研究中采用自适应削波技术和基于三阶多项式的后均衡技术以减轻峰值功率约束对系统性能的影响。在此基础上,在4.5×10-2的误码率(Bit Error Rate,BER)门限下,本研究成功地实现了单通道最大130 Gbit/s的传输速率。为进一步提升系统容量,本研究中采用多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技术,搭建了4×4的太赫兹无线通信系统,最终实现了399 Gbit/s线路传输速率。
在6G中,太赫兹无线通信的典型应用场景如图1所示,包括高速无线移动通信网络、高速无线数据中心、无线安全接入和固定无线接入等。太赫兹波段丰富的频谱资源为更加高速的无线通信提供了更多的可能性。
在太赫兹通信系统发射端,需要将基带数据信号上变频至太赫兹波段,经过信道传输后,在接收端下变频至基带信号。根据上/下变频实现方式的不同,可将太赫兹通信系统分为基于固态电子、基于光子以及光电融合太赫兹通信系统三类。基于固态电子的太赫兹通信系统可以通过基于互补金属氧化物半导体(Complementary Metal-Oxide Semiconductor,CMOS)的电路或单片微波集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuit,MMIC)来实现。在CMOS技术中,可以通过使用从较低频带开始的各种倍频器来获得太赫兹波段的高频信号。如文献[4]所述,2019年,该研究团队采用了40 nm工艺制成的300 GHz CMOS发射机,实现了在265.68 GHz中心频率下80 Gbit/s的数据速率,但演示传输的距离只有3 cm。MMIC技术将许多高速晶体管集成到一个紧凑的芯片上,从而实现具有更高输出功率的高频源。2014年,基于直接转换MMIC的射频前端被用于演示240 GHz下96 Gbit/s的无线数据传输[5]。为了全面概述基于电子的太赫兹通信领域的研究进展,图2总结了一些最先进的演示[4-13]。
图2 电子太赫兹通信实验演示研究现状(单通道)Fig.2 Current experimental demonstrations of electronic terahertz communication(single channel)
从目前研究发展现状可知,固态电子太赫兹通信正朝着更高的频率和数据速率发展,且基于固态电子的器件具有体积小、易于集成、功耗低的优点。此外,使用有效的放大器,发射机功率可以达到毫瓦级。然而固态电子的太赫兹通信系统仍然存在一些挑战,包括器件带宽限制、乘法器链产生的非线性谐波以及多级倍频导致信号性能的显著降低等问题。针对以上挑战,需要采用先进的信号形式,并结合灵活的调制手段和高效的处理算法,使系统的性能逼近香农极限。此外,结合多维复用技术,可以进一步提升系统的容量。
2.1 BPL-DM
离散多音(Discrete Multitone,DM)调制技术作为一种多载波调制技术,拥有较高的频谱效率,因此被广泛应用于各种通信领域[14]。在理想情况下,可以在信道条件和指定性能指标(如目标的BER门限)允许的情况下,给每个子载波分配尽可能多的信息,以实现更高的传输速率。但是由于固态电子太赫兹无线通信系统中的器件存在带宽受限严重的情况,导致系统传递函数不平坦。这也影响到DM信号中不同频率的子载波在传输过程中性能差异明显。通过信道估计的手段,结合合理的功率和比特信息分配规则,可以使DM信号在这种带宽受限系统中的性能尽可能达到最佳,这就是BPL-DM技术的基本思路。
本文中采用的BPL-DM技术流程如图3所示。BPL-DM调制可以分为两个关键步骤：信噪比(Signal to Noise Ratio,SNR)估计和比特功率加载。在SNR估计过程中,训练序列将被映射成标准的正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)星座点,此时需要给每个子载波分配相同的功率。根据文献[15],第i个子载波的SNR可以根据训练序列第i个子载波的误差矢量幅度(Error Vector Magnitude,EVM)进行估计,具体关系由下式给出。
图3 实验系统设置和数字信号处理流程图Fig.3 Experimental setup and DSP flow block of the electronic terahertz system
(1)
在接下来的步骤中,基于估计的SNR结果,给DM的每个子载波分配不同的调制阶数和功率,以此实现针对实际传输信道的传输速率优化策略。本文采用文献[16]中的BPL策略。首先,根据上一步骤中估计的Si,可以采用文献[17]中提出的比特加载(Floor Bit-Loading,FBL)策略给第i个子载波分配初始的比特数,如果只有少量子载波被分配到较大的比特数,则这些子载波上的比特数应减去1 bit并将多余的功率进行重新分配。通过上述修剪过程,当前第i个子载波上的比特分配用ki进行表示。然后,采用Levin-Campello(LC)算法来计算当前余量(Current Margin,CM),CM表征了第i个子载波上估计SNR与其当前被分配的比特数在BER门限下所需的SNR(Sreq)的差值,具体的计算方法如下。
(2)
式中：N表示DM的子载波数。然后,将当前功率余量优先分配给最需要的子载波。最适合添加比特数的子载波的预测余量(Projected Margin,PM)应为最小。第i个子载波的PM是估计的SNR与当前分配的比特数加上预测增量比特B所需的SNR的差值,PM的绝对值可表示为：
(3)
按照此策略,可实现对每个子载波分配最优的比特数和功率,最终,所有子载波平均的比特数可表示为：
(4)
式中：k′i是第i个子载波上最终被分配的比特数,不同的比特数对应着不同的调制格式,当k′i≥4时,将采取标准的正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation,QAM)格式。因此,系统理论上的通信速率可表示为：
(5)
式中：BW表示信号的带宽。
2.2 自适应削波与非线性均衡技术
采用BPL-DM调制技术,可以在带宽受限的情况下最大地提升频谱利用率,进而提升系统的容量,但是多载波调制技术会引入信号峰均功率比(Peak-Average-Power Ratio,PAPR)高的问题,可能导致在峰值功率约束下信号的平均功率降低,进而对系统性能产生影响。简单来说,为使信号不失真地在信道中传输,系统放大器件需工作在线性区,但由于信号的PAPR高,放大器的性能无法充分利用,进而造成接收端SNR不足。为解决此问题,在本文中采用了自适应削波技术减轻信号高PAPR带来的影响[18]。具体的削波方式可以表述为：
(6)
式中：C表示削波电平(Clipping Level,CL),xuc(n)表示未削波的归一化信号,削波比C2表示削波后信号的最大功率与未采取削波信号平均功率的比值。
尽管自适应削波技术可以减轻信号高PAPR带来的影响,但是削波技术也会引入非线性失真。针对此问题,本文采用了一种基于三阶多项式的后均衡技术来补偿削波技术带来的非线性损伤。多项式均衡器的输出可以表示为：
(7)
式中：x(n)表示均衡器的输入,M表示信号的记忆深度,yl(n)和ynl(n)分别表示线性和非线性均衡的输出,wi和wkj分别表示线性和非线性均衡的权重系数。
3.1 结合自适应削波BPL-DM技术的太赫兹无线通信实验设置
图3展示了基于固态电子的太赫兹无线通信系统的实验设置。在发射端,在采用第2.1节中描述的比特-功率加载策略之后,按照标准的DM调制[19]生成待传输的BPL-DM基带信号。之后,采用自适应削波技术来降低信号的PAPR,这一过程中需要执行峰值归一化操作,以确保信号在系统的峰值功率约束内,从而匹配任意波形发生器(Arbitrary Waveform Generator,AWG)的输出配置。经过自适应削波后的基带信号使用AWG完成数模转换。在实验中,采用16.25 GHz的本振(Local Oscillator,LO)源,经过12倍的CMOS倍频器来产生195 GHz太赫兹载波。通过混频器,基带信号完成上变频,加载到太赫兹载波上。之后,太赫兹信号通过喇叭天线发送,然后在一定距离的自由空间传输之后由另一个喇叭天线接收。接收到的信号通过混频器下变频到基带,由3 dB带宽为18 GHz的低噪声放大器(Low-Noise Amplifier,LNA)放大,并由示波器进行采样,完成模数转换的信号将进行进一步的离线数字信号处理(Digital Signal Processing,DSP)。
在接收端的DSP部分,接收信号首先采用基于三阶多项式的后均衡器来补偿自适应削波以及其他器件造成的非线性损伤,之后根据标准DM解调过程将信号解调为标准QAM格式。为了进一步提升信号质量,采用了一抽头的迫零(Zero-Forcing,ZF)均衡。此外,由于接收端数模/模数转换的时钟不同步,常常会出现采样频率偏移(Sampling Frequency Offset,SFO)的现象,这将导致信号幅度减小、相位旋转和载波间干扰等问题,降低信号质量[20]。为了减轻SFO,整个DM信号序列的头尾两个DM符号将作为导频来估计SFO。DM解调的QAM信号经过以上操作之后,可以完成QAM信号的解映射并进行误码率计算。在本文中,用于估计SNR和最终评价系统通信性能的BER门限为4.5×10-2,对应的前向纠错(Forward Error Correction,FEC)编码开销为24%[21]。
3.2 单通道太赫兹无线通信实验结果分析
基于以上实验设置和DSP流程,进行了单通道的太赫兹无线通信实验,在实验中无线通信的距离为0.3 m。分析了削波电平对系统性能的影响,将信号的带宽以及通信线路速率分别固定在22 GHz和130 Gbit/s,并通过测量不同削波电平下的BER,来确定发送信号的最佳削波电平,实验结果如图4所示。从实验结果可以发现,最低BER对应的CL值为3.2。当降低CL值时,由于削波引入的非线性效应,将造成系统性能的下降,从而使BER升高;而增加CL值,将会使信号PAPR升高,从而使信号的平均功率下降,同样会造成系统性能下降。图4还给出了不同CL值下的归一化时域波形对比图,可以看出,当CL值为5时,信号的平均功率明显低于采用最优CL值3.2的削波信号。
此外,为了验证文中采用的三阶多项式后均衡对系统性能的提升效果,在实验中,分别对比了在接收端只采用ZF均衡以及采用了三阶多项式后均衡结合ZF均衡的系统性能。从图4的结果对比可以发现,与仅采用ZF均衡器相比,结合了非线性后均衡器的DSP方法可以使系统的性能得到明显提升。此外,通过两条曲线CL值对应的BER可以发现,CL值越小,采用非线性后均衡对系统性能提升得越明显,这说明了三阶多项式后均衡对削波引入的非线性有着更好的补偿效果。基于以上结论,本研究的后续实验都将采用最优CL值,并结合三阶多项式后均衡来验证系统其他性能。
在接下来的实验中,还研究了基带信号的峰峰值电压(Voltage peak-to-peak ,Vpp)对系统性能的影响。在发射端,固定发射信号的带宽为22 GHz,通过在AWG中改变Vpp,可以在接收端测量系统能够实现的最高传输速率,测量的结果如图5所示。从图中可以发现,随着Vpp的增加,接收信号的SNR也随之增加,从而系统可实现的传输速率也在增加。但是由于发射端混频器最高输入功率的限制,最高的Vpp只能达到800 mV。
图5 通信速率与Vpp的关系Fig.5 Data rate versus the Vpp
此外,还通过实验验证了信号带宽与系统可实现传输速率的关系,实验结果如图6所示。从图中可以发现,在22 GHz的信号带宽下可以达到130 Gbit/s的数据线路速率,扣除FEC纠错冗余后净速率可达约104.84 Gbit/s。但是由于系统中器件带宽的限制,当信号带宽继续增加时,信号的高频分量显著衰减,此时BER性能已经不能满足误码门限,继续增加信号带宽将不会带来速率上的提升。
图6 通信速率与信号带宽的关系Fig.6 Data rate versus the signal bandwidth
图7显示了130 Gbit/s数据速率下BPL-DM信号的比特分布和SNR。在实验中,DM信号总子载波数为256,前6个子载波保持未使用状态。基于估计的SNR在每个DM子载波自适应地执行比特分配。可以看出,在低频子载波上,可以支持128QAM～32QAM高阶调制格式,而在频率220 GHz左右的子载波由于衰减严重,只能支持二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)等低阶调制格式。此时,部分子载波对应的16QAM～128QAM的星座图如图8所示。
图7 DM信号的比特分布和信噪比Fig.7 SNR and bit distribution of the DM signal
(d) 16QAM
3.3 MIMO太赫兹无线通信实验
在单通道太赫兹无线通信实验的基础上,为进一步提升系统容量,还进行了4×4的MIMO太赫兹无线通信实验,实验中无线通信的距离为0.5 m。从测量结果可知,MIMO太赫兹无线通信可实现的最高线路传输速率为399.09 Gbit/s,在扣除FEC纠错后净速率可达约321.85 Gbit/s。实验系统的实物图如图9所示,在实验中四通道分别可达到的最高速率如表1所示。
表1 四通道MIMO太赫兹无线通信实验线路传输速率测量结果
图9 MIMO太赫兹无线通信实验系统实物Fig.9 MIMO terahertz wireless communication system
在本研究中,搭建了基于固态电子的太赫兹无线通信实验系统。为了提升频谱利用率,使用BPL-DM调制技术来提高传输速率。为了克服多载波调制的高PAPR问题,利用自适应削波技术来降低发射信号的PAPR。此外,利用基于三阶多项式的非线性均衡器来补偿由削波引起的非线性损伤。基于以上技术,在195 GHz的中心频率下完成了实验演示。实验在4.5×10-2的误码率阈值下,成功实现了单通道130 Gbit/s的线路传输速率,这是目前基于固态电子的太赫兹无线系统研究中单通道可实现的最高速率。为了进一步提升系统容量,搭建了4×4规模的MIMO太赫兹无线通信系统,成功实现了399.09 Gbit/s的总线路传输速率。以上研究为6G中太赫兹频段通信的应用和场景拓展奠定了基础,同时随着关键器件成熟度的提高,本研究提供的信号处理方法和策略有望发挥出更多的作用。
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