郭志浩，王春芳，杨凌云，丁祥昱，卢心雨
（青岛大学电气工程学院，青岛 266071）
无线电能传输WPT（wireless power transfer）系统在无直接电气连接的情况下可将电能由电源端传输至负载端[1-3]，由于其具有方便、安全与无机械损耗的特点，受到各行业青睐[4-5]。电动汽车以电能作为动力来源，如何安全、方便、快捷地对电动汽车进行充电成为亟待解决的问题[6-7]。
目前WPT 系统主要应用全桥逆变器将直流电逆变为高频交流电[8]，全桥逆变器需要4 个开关管，系统体积较大，成本较高；
控制复杂，具有桥臂直通的问题[9-10]，可靠性较低[11]。相比之下，单管逆变电路仅采用单个开关管，成本低；
仅控制单个开关管[12]，控制简单；
无桥臂直通问题[13]，安全可靠，更适用于电动汽车无线充电[14]。然而，由于单管逆变电路结构的特殊性（原边仅能采用并联电容补偿），无法像全桥逆变器一样直接进行并联，导致单管逆变无线充电变换器的输出功率一般为几百瓦，无法满足大功率充电需求[15]。文献[14，16]基于DDQ 磁耦合器与BP 磁耦合器完成单管逆变器的并联，将单管无线充电系统的输出功率提高到千瓦级别，但特殊磁耦合器需要特定位置进行解耦，增加了制作难度与成本。同时，两种方案并未考虑并联均流的问题，当磁耦合器发射线圈相对位置变化时，会导致解耦失败，引起线路之间的环流，降低系统的可靠性；
且在系统长时间运行过程中，元器件难免会发生老化等问题使得参数变化，导致电流分布不均引起环流问题，降低传输效率，严重时甚至有损坏电路的风险[17]。
为解决电动汽车无线充电成本高、控制复杂和单管逆变电路无法直接并联拓展输出功率的问题，本文提出了一种单管逆变器并联的电动汽车无线充电变换器。通过改进单管逆变电路结构，在仅采用单个磁耦合器的情况下实现逆变器的直接并联，实现了单管逆变电路无线充电的千瓦级传输。应用均流线圈ICT（inter-cell transformer）解决了并联均流问题，提高电路整体的可靠性。引入LC 增流结构，实现输出电压的调整，此拓扑为恒压输出。最后，为模拟电动汽车144 V 锂电池包充电，搭建了一台恒压164 V、最大输出1.3 kW的实验样机，验证理论分析的正确性。
图1为本文所提的基于单管LC 逆变电路的并联拓扑，由2 个经过改进的单管逆变电路、ICT、增流LC、松耦合变压器、整流桥与负载组成。其中VDC为输入直流电源；
Q1和Q2是各自单管LC 逆变电路中的功率开关MOSFETs；
LX1CX1与LX2CX2为保证单管逆变电路可正常工作的辅助LC 谐振网络，其电容CX上的电压即为逆变器产生的交流输入电压；
ICT为均流线圈，保证了并联支路电流均衡；
LC1CC1与LC2CC2为将电压源转换为电流源的增流LC结构，增加电流输入能力与输出自由度；
CP为原边补偿电容、CS为副边补偿电容；
LCT（loosely coupled transformer）为松耦合变压器。
为了直观分析电路工作原理，将单管逆变电路逆变产生的高频交流电压用表示，且仅考虑基波。对图1 进行简化，如图2 所示。
图1 所提基于单管电路的并联拓扑Fig.1 Proposed parallel topology based on single-switch circuit
图2 系统原边等效电路Fig.2 Equivalent circuit of system on primary side
ICT 均流线圈等效结构如3 所示。图3（a）中假设均流线圈原边与副边匝数相同且为反向紧耦合，即
应用图3（b）分析均流ICT 原理。假设电路工作在理想状态下，即，流入耦合电感的电流在任意时刻，大小相等、方向相反，两耦合电感在磁芯中产生相互抵消的磁通与，磁芯中总磁通为0。当电路中除ICT 外参数发生变化时，会使得流入ICT的2 个电流大小发生变化。假设此时，根据楞次定律与电磁感应定律，电流将在磁芯中产生感应磁通，并在2 个线圈上分别产生感应电动势E1与E2，在反电动势E1的作用下，电流不断降低，同时在E2的作用下，电流不断增大，直到电流再次恢复大小相等、方向相反的特征，实现了自动均流。
图3 ICT 均流线圈等效结构Fig.3 Equivalent structure of ICT current-sharing coil
在正常工作状态下，ICT 两电感电流大小相等、方向相反，电流在磁芯内产生的磁通量同样大小相等、方向相反，使得磁芯内总的磁通量为0，因此磁芯内无影响系统效率的涡流损耗。由于线路内阻较小且用于绕制ICT的利兹线较短，因此使用ICT 对系统整体效率及实现ZVS 无太大影响。
根据图2 与基尔霍夫定律推导可得
其中
式（4）中LCi与CCi（i=1，2）谐振，则可得原边等效电路，如图4 所示，根据戴维南/诺顿等效定律，可将图4（a）简化为图4（b）。由于各支路使用相同参数，则LCi=LC，CCi=CC（设LC，CC为固定常数），因此电流源均为。此处仅考虑等效过程，后续负载省略。
应用“T”型等效网络，将图4 与LCT、负载等完整的主电路一同等效为图5（a），图5 中参数满足
图4 原边等效电路Fig.4 Equivalent circuit on primary side
根据式（5）与图5的等效结果，可得所设计主电路输出电压为
图5 互感模型结构Fig.5 Structure of mutual inductance model
式中：M为发射线圈与接收线圈之间的互感；
LC为增流电感；
为单管电路形成的电压源基波。根据式（6）可得，拓扑的输出电压为与负载无关的恒压源，与M 成正比，与LC成反比。
单管逆变电路与桥式逆变电路不同，开关管所承受的电压与LXCX网络相关，一般为3～4 倍的输入电压，因此，辅助谐振网络参数的确定对电路元器件的选型非常重要。辅助电容上的电压为
式中：VDC为直流电压；
A为正弦电压幅值；
ω为工作角频率；
ℓ为相角。应用文献[10]计算式（7）与Mathcad 软件，对单管单路输入电压源进行等效计算，如图6（a）所示，图中Vcp即为单管逆变产生的高频交流电源，Vgs为驱动电压，输入直流电压采用的是96 V 直流电。图中可以看出，电容两端电压幅值为298 V，加上直流电源电压96 V，开关管耐压峰值应为394 V，驱动信号为85 kHz。图6（b）与（c）分别为不同辅助谐振网络LXCX的值所计算的流经LX的电流最大值以及软开关ZVS（zero-volt age-switch）裕量的结果。理论上虽然ZVS 裕量越大越好，然而过大的ZVS 裕量伴随着流经电感的电流急剧增加，使得系统效率降低，综合考虑ZVS裕量与系统的效率问题，LX选用30 μH，CX选用66 nF。
图6 输入电压源计算值与计算所得不同LXCX 下流过LX的电流和ZVS 裕量Fig.6 Calculation diagram of input voltage source and calculated values of current and ZVS margin through LX under different values of LXCX
为初步验证理论分析的正确性，采用Saber 对主电路拓扑进行仿真，各参数如表1 所示，输出电压为164 V。
表1 仿真参数Tab.1 Simulation parameters
图7 是单管并联电路仿真结果。图7（a）为验证电路恒压特性，电路从5 ms 开始改变，将负载从24 Ω 逐渐改变到40 ms 时的48 Ω。可以看到，电压从164.47 V变换到了168.26 V，变化量为3.79 V（2.31%），电流自5 ms的6.85 A 逐步降低到了40 ms 时的3.51 A，说明该电路拓扑具有良好的恒压输出特性。图7（b）为系统重要元件仿真电流或电压，其中开关管所承受电压为399 V，与第2节计算的394 V 几近一致。仿真结果可以看出，两个开关管都实现了ZVS。
4.1 实验样机搭建
在理论分析与仿真实验的基础上，搭建如图8所示的实验样机。
图8 实验平台Fig.8 Experimental platform
实验平台由发射电路、松耦合变压器、接收电路、IT8616 电子负载和示波器等部分组成，开关管采用SiC MOSFETs C230025120D，补偿电容均采用金属聚丙烯薄膜电容（CBB），LX磁芯采用KAM157-026A、LC磁芯采用KAM130-026A 与KS130-026A，副边整流二极管型号为肖特基二极管VS-30CPH03-N3，主控制芯片为STM32F103RCT6。该系统由可调的直流电压源进行供电。实验元器件参数与表1 仿真数据相同，由于原、副边线圈相同，因此仅展示原边线圈。
4.2 实验结果分析
变负载实验如图9 所示，实验中输出功率范围为300～1 300 W。其中，图9（a）为负载由20 Ω 逐渐变为100 Ω的输出电压与系统效率，输入参数由PZ9902U 测量，输出由IT8616 电子负载测量，在全负载范围，系统效率一直保持在85%以上，在RL=20 Ω时，系统达到最大效率90.2%。图9（b）为所提拓扑的瞬态实验结果，图中所示为负载由40 Ω切换至80 Ω，待系统稳定后再切换至40 Ω的输出电流和电压。可以看出，在切负载前后，系统输出电压波动较小，表明系统具有良好的恒压特性和系统稳定性。
图9 变负载实验结果Fig.9 Variable load experiment results
单管逆变电路ZVS 波形与负载相关，负载越重ZVS 波形越恶劣，因此仅观察负载最重时的ZVS波形即可保证系统在全负载范围内实现ZVS。当RL=20 Ω时，Q1和Q2的ZVS 波形如图10（a）和（b）所示，可以看出，在供电电压、工作频率与系统参数等相同的情况下，电压波形一致，其中ZVS 裕量分别为0.679 μs 和0.682 μs，电压幅值分别为418 V 与422 V。考虑到元器件内阻与测量误差，可认为实验测量值与计算值和仿真值一致，验证了理论分析的正确性。图10（c）为测量的电感LX的电流波形，可见，电流最大值为10.5 A，最小值为-8.7 A。图10（d）为测量的CX两端的电压波形，即单管逆变电路逆变产生的高频交流电源，可以看出，电压分为两个部分：第一部分为96 V，验证了开关管导通后CX两端的电压被钳位为直流供电电压；
第二部分为开关管关断后谐振网络所产生的谐振电压。图9 和图10分别与图7（a）和（b）相对应，验证了理论与仿真的正确性以及本文所提方案的可行性。
图10 实验波形Fig.10 Experimental waveforms
本文针对电动汽车无线充电成本高、控制复杂和单管逆变电路无法直接并联拓展输出功率的问题，提出了一种单线圈双输入单输出的单管逆变WPT变换器，通过并联结构进一步提升了单管WPT电路的输出功率。该电路具有与负载无关的恒压输出特性，应用均流线圈解决了单管电路一直未解决的均流问题，并引入增流LC 结构，增加了并联支路电流输入能力。最后，为模拟电动汽车充电，搭建了一台输出164 V 实验样机，系统效率最高可达90.2%，验证了理论分析的正确性与电路的可行性。
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