周仁迪, 徐科峰, 齐红丽, 李 涛, 吉小军, 雷华明*
(1.上海交通大学 电子信息与电气工程学院，上海 200240；
2.中国船舶重工集团公司第704研究所，上海 200310)
传统的供电方式借助电缆实现电能的直接传输，其具有电缆损坏、触电、不便转动移动等潜在问题。感应耦合电能传输(Inductive Coupled Power Transfer,ICPT)技术依靠电磁感应原理，利用高频电流产生交变磁场、交变磁场产生感应电压的环节链，实现电能的无接触传输，安全可靠，适用性高，是一种有望替代传统有缆供电方式的新型无线供电技术。
为了消除系统的无功功率，提升能量传输效率，ICPT系统有4种基本谐振补偿方式：SS、SP、PS、PP[1]。其中，SS和SP拓扑逆变结构的开关管的电流与流过负载的大小相同，开关管的损耗较大；
PS和PP拓扑逆变结构的开关管所承受的电压较大，开关管有损坏的风险[2]。相对于以上基础补偿拓扑，LCL-S型拓扑具有可通过阻抗变换减小逆变结构开关管的电流大小、对逆变结构产生的高频杂波过滤性更好和可实现负载恒压等优点[3]。
在ICPT的应用场景中，经常要求系统受电侧向供电侧进行数据传输，例如测量温度、力、扭矩等信号的回传，又或者系统受电侧工作状态的监控，可通过增设额外的信号收发设备(如蓝牙、RF设备)来实现，但会增加系统成本，且不适用于一些安装环境苛刻的情况。因此在不增设额外设备的前提下，尽量依靠ICPT系统自身实现信号的反向传输，是一种经济且便利的方法，具有较大的研究价值。
针对于数据反向传输，目前的ICPT系统电能与信号共享通道技术主要用到的方法有：分时复用法、部分线圈法、寄生参数法和串并联注入法[4]。分时复用法[5]通过开关选择结构在一个能量波形周期内将系统的电能与信号错时传输，某时刻系统只传输能量或者传递信号，避免了其相互干扰，但其能量传输效率和信号传递速率毫无疑问会受到影响。部分线圈法[6]将一部分能量传输线圈作为信号传递线圈，并在其旁并联信号调制解调结构，然而当系统负载为重载时，能量波形频率会对信号传递过程产生严重干扰，影响系统通信的准确性。寄生电容法[7]利用能量耦合结构之间的寄生电容和实际应用中屏蔽层之间的寄生电容所形成的回路实现能量与信号的共同传输。然而寄生电容往往很小，对匹配参数的精度要求很高，实际应用中会存在稳定性和可靠性问题。串并联注入法[8-9]通过信号调制解调变压器与能量耦合线圈串联或并联，实现能量信号的同时传输。上述方法中，串联注入方式实现结构更简单，参数更易配置，对能量传输过程影响更小。
目前尚未有将性能优良的LCL-S型ICPT拓扑与简单易行的串联注入法相结合以实现能量的正向传输和信号的反向传递的研究，且一般ICPT系统的研究限于理论推导，鲜有使用Simuink进行完整建模仿真的报道。因此，笔者基于串联注入式信号传递方法，对LCL-S拓扑的ICPT系统能量与信号的同时传输进行了整体分析；
运用交流阻抗法对系统能量传输通道与信号传递通道分别进行理论分析，建立了系统数学模型，构建了信号传递函数；
最后以负载电压恒定为前提分析计算了系统参数，搭建了MATLAB/Simulink仿真模型，制作了实际电路,验证了所提出系统的可行性。
本文所提出的LCL-S型注入信号式ICPT电能信号共享通道系统框图如图1所示。
图1 LCL-S型注入信号式ICPT电能信号共享通道系统框图
系统主电路为基于LCL-S拓扑的ICPT系统，在原副边能量耦合电感旁串联小感值电感作为信号调制与信号解调结构。其中，L7为原边谐振电感；
C1为原边谐振补偿电容；
L1为原边耦合线圈电感；
L2为副边耦合线圈电感，其与L1构成能量耦合主变压器，在ICPT系统中一般为空心变压器，其互感M1相对较小，耦合系数较低；
C2为副边谐振补偿电容；
RL为全桥整流及后续电路折算的等效负载；
L6和L5为信号调制变压器的原副边线圈；
M3为其互感值；
L3和L4为信号解调变压器的原副边线圈；
M2为其互感值；
C3、C4为信号调制和解调变压器的初级线圈的谐振补偿电容。
1.1 能量传输原理
ICPT技术通过发射线圈和接收线圈之间的磁感应耦合现象实现原边到副边的电能传输。LCL-S型ICPT系统的等效原理图如图2所示。由于在能量频率处信号调制解调结构的阻抗很大，其反射回能量回路的阻抗很小，所以分析能量传输时调制解调结构等效于其串联在能量回路中的L5和L3[10]。
图2 LCL-S型ICPT系统的等效原理图
能量传输的工作原理为：直流电源经过高频逆变输出频率为f0的方波电压ui，通过L7、C1、L1和L3构成的LCL谐振补偿网络，消除原边线圈和副边折算到原边的感抗，增强系统的功率传输性能，同时滤除ui中除基波外的高频分量，在原边线圈L1中产生正弦电流，其在空间中激发出高频交变磁场，副边线圈L2基于电磁感应现象产生感应电压，并和电容C2构成谐振补偿结构最大化拾取电能，经过整流、滤波和稳压后向负载输出电能。
1.2 信号传递原理
本系统中使用开关键控的2ASK信号调制方式，用高频信号波形的“有”和“无”分别表征数字信号的“1”和“0”。为保证能量与信号的同时传输，信号波形的频率为MHz级，远大于能量波形的kHz级。信号传递方向为副边到原边，与能量传输共用主变换器原副边线圈。增加信号调制解调结构后，系统信号传递的等效原理图如图3所示，其中RS为信号解调电路的输入阻抗。在分析信号传递过程时，能量输入端口可视作短路。
图3 系统信号传递的等效原理图
信号传递的工作原理为：当所传递的数字信号为1时，信号源usi输出频率为fs的电压信号。经过C3和L6组成的谐振频率为fs的串联谐振电路，抑制usi中的高频杂波；
然后通过L6和L5组成的信号调制变压器将信号传递到副边回路，再由主变压器耦合至原边；
最后由信号解调变压器拾取信号波形，C4和L4构成谐振频率为fS的LC并联谐振结构，抑制电能频率的波形，放大信号频率的正弦波。
2.1 ICPT系统参数计算
逆变电路输出频率为f0的方波，由傅里叶变化知其可等效为频率f0的正弦基波及其奇次谐波，随着谐波频率的增加，其对应分量的幅值越来越小。又由于LCL网络对基波之外的谐波具有抑制作用，所以为了对系统进行稳态分析，忽略高次谐波，仅考虑基波的作用。为最大化能量传输效率，务必使原副边电路均工作在谐振状态，也即在配置电感电容参数时，应使副边电路在频率为f0时发生串联谐振，其阻抗为阻性；
同样地，也应使原边电路在频率为f0时其阻抗虚部为0。
如图2所示，副边回路阻抗为
(1)
令式(1)虚部为0，得到：
(2)
选取满足条件的L2、L5、C2,即可令ZS=RL。
当ω=ω0时，原边电路的阻抗为
(3)
(4)
此时系统输入阻抗仅实部不为0。根据变压器知识，当ω=ω0时原边电路等效图如图4所示。
图4 当ω=ω0时原边电路等效图
输入电流为
(5)
流经L1的电流为
(6)
由变压器互感模型可得到L2产生的感应电压为
(7)
需要注意的是，eL2区别于uL2，由于副边L2和C2发生串联谐振，所以此感应电压都落到负载上，即
(8)
当系统参数固定时，负载得到的感应电压与负载大小无关，仅与原边等效能量线圈L0、原副边线圈互感M1和输入电压ui有关，这对于ICPT系统改变负载时的适用性和对外界扰动的抵御具有很大的意义。但需要注意的是，由式(5)可知，负载RL不可太小，否则将导致系统输入电流过大。
2.2 信号传递电路传递函数计算
如图3所示，原边信号解调回路的阻抗为
(9)
原边能量回路阻抗为
(10)
副边能量回路阻抗为
(11)
副边信号调制回路阻抗为
(12)
由图3可得：
(13)
(14)
(15)
(16)
(17)
所以，信号传递函数为
(18)
本文仿真的参数参照实际情况，由于线圈绕制时电感值不好确定，所以某些值与理论计算有少许的偏差。实际绕制的原边能量线圈电感L1为29.3 μH，等效串联电阻为158 mΩ，副边能量线圈电感L2为54.5 μH，等效串联电阻为310 mΩ，L1和L2互感M1为14.9 μH。副边电路需要5 V供电，由于使用全桥整流，所以负载上的电压峰值需要大于5/0.9=5.555 V，选定输入交流电压ui峰值为12 V，则根据式(8)可计算得到负载RL上的电压峰值为5.768 V。选定逆变和补偿网络的谐振频率f0为112 kHz，信号调制解调变压器线圈感值要比原副边能量耦合线圈小很多，选定L3、L4、L5、L6为1.5 μH，信号调制解调变压器初次级的互感M2和M3为1.4 μH，原边谐振线圈L7为31 μH，等效串联电阻为58 mΩ，大体满足L1+L3=L7=L0，在以下计算中取L0为30.8 μH。信号电压usi幅值为2.5 V，频率为4 MHz，计算其他电路参数，参考实际情况取值，一并列入表1，并根据这些参数在MATLAB/Simulink中搭建了仿真模型。
表1 系统参数设置
3.1 电能传输仿真结果
在表1的参数设置下，由式(6)可得，流经原边线圈L1的电流峰值为0.554 A，与输入电压同相；
根据式(8)可计算得到负载RL上的电压峰值为5.768 V，且相位超前输入电压90°，电能传输仿真图像如图5所示。
图5 电能传输仿真图像
图5(a)为流经线圈L1的电流，经测量其峰值为0.557 A；
图5(b)为负载RL上的电压，经测量其峰值为5.803 V，与理论计算值十分接近，且超前输入电压90°，说明调制解调结构并未对系统造成影响。实际应用中，根据负载所需的电压选择ui、L0和M1，可以便捷地实现负载恒压。
3.2 信号传递仿真结果
在MATLAB/Simulink中搭建由高通滤波、二极管检波[12]、比较器构成的信号解调电路，在信号输入口使用二进制发生器生成随机的0、1数字信号，作为一个开关的控制信号，开关连接信号电压源与信号调制结构。信号调制过程与信号解调过程分别如图6、图7所示。
图6(a)为待调制的随机二进制信号，图6(b)为副边线圈L2上的电压波形，在112 kHz的能量波形上可以看到叠加的4 MHz信号波形。
如图7(a)所示，经过高通滤波后，112 kHz的能量波形已经被很好地过滤掉，图7(b)所示的二极管检波后的波形较好地体现了信号的包络，图7(c)所示的经过比较器后的波形显示二进制信号能被完好地复原出来，证明了所提出的系统进行反向信号传输的可行性。
图6 信号调制过程
图7 信号解调过程
3.3 信号传递函数频域响应分析
据表1所列参数使用MATLAB绘制了信号传递函数G0的伯德图，如图8所示。
图8 信号传递函数G0的伯德图
由幅频特性图可见，信号传递函数在略小于4 MHz处达到最大增益点，且在频率为112 kHz处显示出极大的抑制，这有利于信号的解调；
由相频特性图可见，在4 MHz频率附近相位曲线十分平坦,说明可以利用4 MHz的信号稳定地进行信号传输。传递函数G0的伯德图理论上证明了所提出的系统可以利用4 MHz的载波进行信号的反向传递。
4.1 测试电路介绍
本文的实际测试电路如图9所示。
图9 实际测试电路
为了便于应用，测试电路系统由原边供电板、副边受电板、副边信号调制板和原边信号解调板4个模块电路组成。除了负载值，实际电路的参数与仿真中的一致。原边使用24 V直流电压供电的半桥逆变电路产生±12 V的方波,作为谐振拓扑的输入电源，原副边线圈采用同轴式结构，副边感应到的交变电压经过全桥整流电路和稳压二极管后，进入低压差线性稳压器(Low-Dropout Regulator,LDO)产生稳定电压供副边测量和调制电路使用。副边所测的电压信号经过放大后进入A/D采集，其输出的数字序列信号经MCU控制，作为4 MHz有源晶振与调制变压器的开关选通信号。原边通过解调变压器从能量波形中提取信号，经过差分放大、高通滤波、二极管检波、同相放大、低通滤波和迟滞比较后，解调出副边调制的数字序列信号。
4.2 能量传输验证
图10为示波器抓取的逆变输出波形与负载电压波形。
图10 逆变输出波形与负载电压波形
如图10所示，上面的波形为半桥逆变电路输出的方波电压，其峰值为12 V；
下面的波形为副边能量线圈L2与补偿电容C2两端的电压波形，即负载两端的电压，其峰值为5.913 V，与仿真输出的5.803 V十分接近。测试电路中LDO正常输出5 V电压而未跌落，说明副边接收到的功率可以满足负载需求。
使用不同阻值的电阻代替副边负载，测量负载两端交流电压的峰值，计算负载电流的峰值，系统参数设置如表2所示。
表2 系统参数设置
如表2所示，当负载在较大范围变化时，负载的电压峰值几近不变，证实了副边的恒压特性。
4.3 信号传递验证
图11为示波器抓取的副边线圈的波形与解调输出波形。
图11 副边线圈的波形与解调输出波形
图11中上面为副边线圈L2的电压波形，能量波形上面调制了数字信号序列10011111001111011，每一位的宽度为20 μs；
下面的波形为原边的解调输出波形，所调制的数字信号可以不失真地被还原出。调制多组数字信号序列，实验中均能完整地解调出数字信号序列，证实了系统能够实现信号的反向传递。
在LCL-S型ICPT系统的基础上，运用串联注入式信号传递方法，实现了电能与信号的同步传输。通过对所提出的系统的进行详细的理论分析，建立了稳态数学模型，以等效负载两端的电压恒定为前提，并考虑到信号调制解调结构的影响，分析计算了系统的各个参数。在MATLAB软件中搭建了Simulink验证模型，仿真结果表明，信号传递电路引入后，负载可以实现与理论计算相符的恒压特性；
在能量传输正常的情况下，系统可以实现从受电端到供电端的数据传输。绘制了信号传递函数的伯德图，验证了所提出的系统能量与信号通道共享的可行性。最后基于Simulink仿真模型搭建了实际电路，实验结果与仿真一致，验证了所提出的LCL-S型ICPT系统的能量与信号同步传输的可行性。