崔业兵，冯伟，姚尧，蔡福门，牟筱宁
（1.上海航天控制技术研究所，上海 201109；
2.上海伺服系统工程技术研究中心，上海 201109）
电动伺服系统是以伺服电机为控制对象，以伺服控制驱动器为核心，以伺服机构为动力输出的机电一体化集成伺服系统［1-4］。电动伺服系统具有结构简单、可靠性高、生产周期短、使用维护方便、研制成本低等优势，能够满足运载火箭高密度发射的需求。近年来大功率航天机电伺服系统逐渐成为运载火箭伺服系统的主推方案［5-6］，欧洲的维嘉火箭改进型已经使用了峰值功率70 kW 的电动伺服机构，国内目前完成了30 kW 长征六号甲火箭的电动伺服系统首次飞行试验成功，大功率电动伺服系统已经成为运载火箭伺服系统的发展趋势［7］，更成为航天商业化的标准配置产品。
大功率绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）功率驱动模组作为伺服控制驱动器的核心部件，完成电磁功率到机械功率转换的功能［8］。由于电动伺服系统的控制指令是20 ms 一个脉冲式的信号，那么IGBT 功率驱动模组的输出为瞬时大脉冲电流，IGBT 在开关工作时容易受到容性或感性负载的冲击［9］，造成较高损耗和严重的电磁干扰；
叠加运载火箭飞行时的恶劣环境如点火冲击、振动、高低温、低气压等的影响，会导致IGBT 功率驱动模组在飞行过程中无论因工作电流过大造成器件损坏或功率驱动电路偶发性失效无法快速恢复到正常工作状态［10-11］，因此可能导致整个飞行任务的失败。
为此，本文针对运载火箭电动伺服控制驱动器的环境要求和驱动电路工况，设计了一款强环境适应的大功率IGBT 功率驱动模组，并测试了该功率驱动模组的驱动能力和可靠性，以确保电动伺服系统对运载火箭飞行稳定性没有实质性的影响。
IGBT 因其开、关速度快、工作频率高、控制方便等优点得到广泛的应用，但由于器件内部和外部电路中都不可避免地存在电容、电感效应，在器件高速开关过程中di/dt和du/dt都很大，处理不当也会引起功率器件失效。采用智能功率模块（IPM）开发功率驱动电路，可简化设计工作，但是由于IPM内部驱动与保护电路和功率器件技术不透明，且为工业级器件，不能满足运载火箭元器件的质量等级要求［12-13］。因此，本文选用H 级光耦驱动芯片来搭建IGBT 功率驱动电路。
1.1 基于光耦驱动芯片的电路设计
高压大电流IGBT 功率驱动模块的关键电路主要包括：PWM 控制信号上下桥互锁及死区时间处理电路、高速光耦合输入输出隔离电路、短路过载检测处理电路、IGBT 上下桥功率驱动电路、IGBT栅极的保护电路［14-15］。
本文选用的驱动光耦具有2.5 A 驱动能力，集成了退饱和（VCE）检测、欠压保护（VVLO）和故障状态反馈功能，可在（-55～+125 ℃）温度范围内运行。其高电平输出电压VOH与供电电源VC电压差典型值为2.5 V，最大约3.5 V。且在不同环境温度下，该差值还有一定的变化，因此，在选择驱动供电电压时，需要将这一部分的电压降考虑进去。推挽三极管BE 结之间的电压差约为：VBE≈0.7 V，也需要将这一部分的电压降考虑进去。IGBT 推荐的门极工作电压为15 V，故选择DC/DC 输出电压18 V，IGBT 门极工作电压为
在实际应用中，为满足更大驱动电流能力的需求，会在的输出再增加一级三极管推挽电路，如图1 所示。
图1 驱动信号的三极管推挽输出电路Fig.1 Triode push-pull output circuit of the drive signal
IGBT 开通关断门极所需的峰值电流为
式中：Ipeak为IGBT 开通关断门极所需的峰值电流；
Rg为IGBT 门极电阻。
使用的IGBT 模块Rg=6 Ω，VGE=26 V。Ipeak=VGE/Rg=4.3 A，即驱动IGBT 门极所需要的峰值电流为4.3 A，大于IGBT 驱动光耦的 2.5 A 驱动能力，因此需要在的输出增加一级三极管推挽电路，以增大其驱动电流能力。考虑到一定阈量，所选取的三极管的额定电流能力需大于5 A，需选用峰值电流能力达到10 A 的三极管做推挽级。
1.2 抑制IGBT 大电流关断时的电压尖峰设计
针对大电流、高寄生电感的应用场合，伺服系统在三角波工况时，直流母线供电340 V，瞬间相电流达到300 A，而功率回路的总杂散电感80 nH 左右，一旦电流超调或失控很容易导致IGBT 过压。IGBT 关断时，由于换流回路中的杂散电感，集-射极电压会出现过冲现象，IGBT 关断过程的波形如图2 所示。
图2 IGBT 关断过程波形Fig.2 IGBT turn-off process waveform
集-射极最大电压为
式中：VDC为母线电压；
L为线路的杂散电感；
VCE，max为集-射极最大电压，所选用的IGBT 最大集-射极电压不能超过600 V，否则会对IGBT 产生损伤。正常工况关断时主要通过优化直流母排杂散电感或增加吸收电路减小IGBT 的关断电压尖峰；
另外当IGBT 发生过流或短路等非正常工况时，通过门极有源钳位电路进行保护［16-17］。
1.2.1 增加吸波电容吸收电压尖峰降低杂感
为了有效降低IGBT 的关断电压尖峰VCE，max，增加IGBT 的过压余量，在母线支撑电容器引出铜极上，即母线的正负极之间增加3 只0.47 uF/1 000 V的吸波电容，如图3 所示。
图3 吸波电容实物场景Fig.3 Physical picture of the wave absorption capacitance
为了考核吸波电容在IGBT 大电流工况时的吸波性能和可靠性，在母线电压300 V，IGBT 集电极电流400 A 的条件下进行1 h 的连续功率测试，测试波形如图4 所示。示波器测得最大吸收电流为116 A，吸收电流均方根值为6.17 A。经过测试可知1 h 的连续功率测试试验后，3 只吸波电容的性能稳定［18-19］。
图4 吸波电容吸收的电流波形Fig.4 Waveform diagram of the absorbed current by the absorption capacitance
通过对比IGBT 功率驱动模组不加吸波电容和增加吸波电容分别进行双脉冲测试，在母线电压340 V 的条件下，逐渐增大流过IGBT 的集电极电流Ic，测量关断电压尖峰VCE，max以及主回路的杂散电感，如图5 所示。
图5 吸波电容与关断电压尖峰关系Fig.5 Diagram of the absorption capacitance and the peak turn-off voltage
由图5 可知：不加吸波电容器，相电流到达320 A 时，关断的尖峰电压会达到500 V 以上，会触发TVS 管动作；
而通过添加聚丙烯膜吸波电容器后，电流达到400 A，关断的尖峰电压才会达到500 V 左右，提高了近80 A 的安全裕度。在320 A相电流条件下（伺服系统实际工况，最大峰值工作电流在300 A 左右），增加吸波电容后，关断电压尖峰降低24～28 V，有效提高了IGBT 过压的安全裕度，通过实测电流的变化率在2 100 A/us。经过式（3）进行反算，可以看出母排杂散电感有效降低10 nH 左右。
1.2.2 门极有源钳位电路设计
直流母线的杂散电感（通常控制在80 nH 以内）与较快的Ic电流变化率（瞬时变化率可达2 500 A/us）将引起母线电压骤增，需设计过压保护电路，防止电压尖峰损坏IGBT。本文的IGBT 过压保护电路采用了门极有源钳位电路，选用了TVS 二极管和硅快恢复二极管构成。门极有源钳位电路工作原理如下：当母线电压突然增大达到TVS 二极管的击穿电压门限值时，TVS 被击穿，有电流流进门极，门极电位得以抬升，从而使关断电流不要过于陡峭，进而减小电压尖峰。导通时形成电流通路，如图6所示。
图6 门极有源钳位电路工作原理Fig.6 Working schematic diagram of the active clamp circuit of the gate pole
通过驱动电路单双脉冲测试可知，母线电压340 V 时，随着Ic电流增大至800 A，浪涌电压可达540 V，增量为200 V。本文选用的IGBT 模块额定电压为600 V，有源钳位二极管动作电压设计约在540 V，能够短时间保持母线电压钳约在540 V，其效果如图7 所示。
图7 门极有源钳位电路工作效果Fig.7 Working diagram of the gate active clamp circuit
IGBT 功率驱动模组在直流母线340 V 供电，4 kHz 开关频率的工况下，功率主回路上将产生很大的电压变化率（dv/dt）和电流变化率（di/dt），通过电路环路中的杂散电容和电感形成传导干扰。以IGBT关断暂态的dv/dt和di/dt为例，12A/ns的di/dt在1nH杂感上会产生12V的压降，12V/ns在1pF的电容会产生12 mA 的电流。实际上功率主回中的寄生参数可能会远大于1 nH 和1 pF，电流环路会产生较强的电磁场辐射，成为控制系统最大的噪声源，对控制器内部弱电部分和外部其他电子单机产生干扰［20-22］。
助推电动伺服系统在电磁兼容摸底测试时发现，RE102 电场辐射发射在10～30 MHz 频段很难通过，为此采取了如下两类电磁兼容改造措施。
1）针对干扰源的措施
主要通过优化薄膜电容和功率主回路连接的杂散电感，确保功率主回路杂散电感在80 nH 以下，且通过定制DC-DC 降低原边和副边的寄生电容，从根本上减轻干扰信号的强度。
2）针对干扰通道的措施
减小控制器对内部辐射干扰的措施：强弱电之间增加了安全间距；
采用铜排进行三相输出。
减小控制器对外部辐射干扰的措施：控制器壳体、电缆全通路采取电磁屏蔽措施；
针对高、低压供电通路，分别设计了强电、弱电滤波组件，加在功率电、控制电输入端，对电源信号供电通路进行隔离滤波，衰减干扰信号，进而切断线路传播途径。
减小伺服电机的电磁干扰的措施：旋变信号线采取双绞屏蔽线；
在旋变与电机间用硅钢片隔磁，降低电机对旋变的干扰。
通过上述方法，解决了单机在电磁兼容试验中的瓶颈问题，改造后的测试数据如图8 所示。改进后的单机顺利通过所有电磁兼容试验项目，在运载火箭控制系统中表现优异。
图8 RE102 测试数据Fig.8 Test data of RE102
采用专用设备对IGBT 功率驱动模组进行双脉冲测试，评估其输出性能，包括：①测试每只IGBT 管子的门极开通电阻及门极关断电阻的数值是否合适；
②IGBT 开通、关断时间；
③IGBT 开通、关断过程是否有不合适的振荡；
④评估二极管的反向恢复行为和安全裕量；
⑤IGBT 关断时的电压尖峰是否合适。关断之后是否存在不合适的振荡；
⑥测量直流母排的杂散电感等［23-25］，驱动模组测试设备如图9所示。
图9 驱动模组测试设备Fig.9 Test equipment of the drive module
采用单脉冲测试验证IGBT 功率驱动单元的瞬时短路过流能力（通常设定为额定电流的4 倍）。采用功率全桥测试设备验证IGBT 功率驱动单元的满功率输出能力，确保输出功率能力达到控制驱动器额定功率的2 倍以上。本文设计的模组驱动能力在VDC=（270±40）V 时，额定输出相电流Ic≥300 A，峰值相电流≥500 A。IGBT 驱动模组电抗器负载试验时相电流输出波形如图10 所示。
图10 IGBT 驱动模组电抗器负载试验时相电流曲线Fig.10 Phase current curve of the load test with the IGBT drive module
在电抗器负载试验中，相电流持续300 A 输出4 min，模组底板温升最高到85 ℃，具有短时大电流的持续工作能力，其温度云图如图11 所示。
图11 IGBT 驱动模组电抗器负载试验时温度云图Fig.11 Temperature nephograms of the load tests with the IGBT drive module
此外，本文的IGBT 功率驱动模组根据飞行工况需要，仍开展了强化测试验证工作，充分验证了驱动模组工作的可靠性与安全性。强化测试项目见表1。
表1 驱动模组强化测试项目Tab.1 Drive modules to reinforce the test items
本文基于光耦驱动芯片设计了IGBT 功率驱动与保护电路，采用降低功率主回路杂散电感与IGBT 有源钳位闭环控制相结合的方法，有效抑制IGBT 大电流关断时的电压尖峰；
对功率驱动主回路进行电磁兼容性设计，通过对动力电进行滤波，有效解决了高压高频信号通过线缆传输对驱动器内、外部的电磁干扰问题；
通过IGBT 功率驱动电路的单双脉冲测试以及连续功率测试，有效验证了IGBT 功率驱动模组驱动能力达到（270±40）V 时，额定输出相电流≥300 A，为大功率电动伺服系统的可靠安全工作提供了支撑；
并充分考虑运载火箭电动伺服控制驱动器的环境要求和驱动电路的复杂工况，进行了大功率IGBT 功率驱动模组的极限测试，验证了IGBT 功率驱动模组的强环境适应性。这些举措为大功率电动伺服系统的可靠安全工作提供了支撑，确保电动伺服系统对运载火箭飞行稳定性没有实质性的影响。